功率放大器是现代无线通信系统中最重要的组件之一。理想情况下，它们能够以高线性度和高效率提供高输出功率。但通常在这三个关键的功率放大器性能参数之间需要进行权衡取舍，而且具有最高输出功率和线性度的放大器往往会牺牲效率。
在支持宽带宽和高数据速率的现代电信系统中，由于瞬时发射功率的大幅度快速变化，所传输的信号通常具有较高的峰均功率比（PAR）。因此，设计一款不仅在最大输出功率时具有高效率，而且在通常为最大功率电平 6 dB及以下的较低功率电平下也具有高效率，同时实现最小尺寸和较低实施成本的无线基站功率放大器是一项挑战。
不过，通过使用氮化镓（GaN）高电子迁移率晶体管（HEMT）器件技术以及创新的多尔蒂放大器架构，这个问题是可以解决的。对于平均输出功率为 100 W及以上的情况，实现 60% 的平均效率并降低功耗是有可能的。
采用氮化镓高电子迁移率晶体管
氮化镓高电子迁移率晶体管具有高击穿电压、高电流密度、高截止频率（fT）、低导通电阻和低寄生电容等特点，这使得它能构成一款具备高功率能力和高工作效率的宽带放大器。高功率密度有助于实现结构紧凑的设计，而高直流电源电压工作特性和低寄生输出电容则带来了更高的负载阻抗，便于获得较宽的阻抗带宽。此外，其漏源击穿电压超过 150 V，这使得它在 50 V直流电下无论驱动电平或谐波负载环境如何，都能稳定可靠地运行。
图1 展示的是一个带有内部输入阻抗匹配功能的双路氮化镓高电子迁移率晶体管。
例如，住友的氮化镓高电子迁移率晶体管技术可生产出高增益的封装器件，在高达 8 GHz及更高的频率下，其峰值输出功率能达到 300 W。应用领域包括雷达以及高可靠性的蜂窝通信发射机。在提高功率密度方面取得的进展，已使得器件的功率密度达到 5 W / mm，并且在 50 V直流电下功率密度可高达 10 W / mm。即使在这样的高功率密度下，使用诸如碳化硅（SiC）这类高导热性衬底也能提供出色的热稳定性。
为了在功率回退的工作条件下实现高效率，有诸如包络跟踪和异相技术等改进方法可供使用。不过，采用Doherty放大器结构则提供了一种切实可行的替代方案。Doherty放大器易于实现，并且根据其级数，在功率回退的情况下工作时，能在宽频带上实现高效率。在这种情况下，三路非对称Doherty结构在高增益、高输出功率和高平均效率之间提供了一个合适的折衷方案。
氮化镓高电子迁移率晶体管（GaN HEMT）可以通过制造更大的栅极周长，从而在给定的封装尺寸下实现更高的功率性能。当多个器件单元并联时，相应增加的栅源电容会使最佳输入阻抗降低到非常低的值 —— 接近十分之几欧姆。因此，需要在封装内部设置一个低损耗匹配网络，以便将阻抗从封装引脚所定义的参考平面转换到器件芯片的参考平面。
在实际应用中，封装好的功率器件应提供相当高（不低于 1 Ω）的输入阻抗，同时具有足够低的品质因数（Q），以便在所需的频率带宽内实现平坦的增益 / 幅度性能。根据封装内部的空间情况，对于窄带工作（例如，2.11 至 2.17 GHz，对应于蜂窝无线电频段 1），可以考虑在高介电常数衬底上使用四分之一波长微带线作为一种简单的匹配网络（图 1），用于双路封装。在此，两个独立的 180 W氮化镓高电子迁移率晶体管芯片并联连接。
对放大路径（包括晶体管的封装参数）进行负载牵引测试，其中两个 50 V、180 W的晶体管芯片并联连接并偏置在 AB 类模式下，得到了图 2 所示的轮廓图。这表明在确定最佳输出阻抗匹配时需要进行权衡，因为实现最大功率的最佳阻抗与实现最高效率的最佳阻抗有很大不同。在这种情况下，在（1.2 - j1.1）欧姆的低阻抗条件下，1 dB增益压缩点处的输出功率最大可达到约 +55 dBm，而对于约 1.3 Ω的纯电阻性阻抗，可获得大于 61% 的最高效率（图 2）。
图2 负载牵引等高线图显示了实现最佳输出功率和效率的阻抗值。
改进的Doherty结构
对于输出阻抗非常低的高功率放大器来说，匹配微带线的宽度与其长度以及匹配电路的整体尺寸相比会非常宽。匹配电路包括一条偏置线，用于在峰值放大器关闭时形成开路状态，还包括一条四分之一波长变换线。因此，匹配电路很容易变得足够大，以至于很难将峰值放大器的输出直接连接到主放大器的信号路径上。
为了便于实现，可以对经典的Doherty放大器结构进行改进，在峰值放大器的输出端增加一条额外的半波长线。图 3a 展示了改进后的两级Doherty放大器结构的方框图，其中一条半波长线连接到峰值放大器（PA）的输出端，并且在载波（或主）放大器（CA）的输入端接入了一条四分之一波长线用于相位补偿。这种结构的特点是在饱和状态下以及功率从其最大功率电平回退或降低 6 dB时，都具有相同的两个峰值效率点。它与如图 3b 所示的经典两级Doherty放大器（DA）类似。
图3 该方框图展示了一种改进的对称两级Doherty放大器（图 a）以及其理论效率（图 b）。
如果将载波放大器和峰值放大器设计为在不同的输出功率水平下工作（载波放大器的输出功率较小，峰值放大器的输出功率较大），就有可能在更宽的输出功率范围内扩展高效率区域。例如，对于功率分配比为 1:2 的情况，漏极效率最高的转换点对应于比峰值输出功率低 9.5 dB的功率回退水平，如图 3b 所示。在这种情况下，半波线的特性阻抗为 25 Ω，这与峰值放大器所需的负载阻抗相对应。如图 4a 所示，合成四分之一波长线的特性阻抗为 28.9 Ω。
当难以在封装的有源器件之间选择合适的功率比时，在多路Doherty结构中使用相同的功率放大器会很方便，其中一个载波功率放大器与多个峰值放大器并联。因此，一个 1:2 的非对称两级Doherty结构可以转变为改进后的三路非对称Doherty结构（图 4b）。
图4 这张方框图展示了一种经过改进的 1:2 非对称Doherty放大器。
当载波放大器以及两个峰值放大器（PA1 和 PA2）的器件尺寸相同时，这种改进后的装置包含一条载波放大路径和两条相同的峰值放大路径。在每条峰值放大路径中的半波长线可以拆分为两条四分之一波长线。当峰值器件所需的负载阻抗足够小时，每条四分之一波长线都有其自身的特性阻抗，以实现相应的阻抗变换。
三路Doherty放大器
图 5 展示了三路非对称Doherty放大器结构的方框图。输出合成器在载波信号路径中包含一条四分之一波长微带线，在每条峰值路径中包含两条四分之一波长微带线，以及一条四分之一波长微带合成线。在此，每条放大路径都包含一个具有相同芯片尺寸的封装器件，并且配有使用微带线的输入和输出匹配电路。
图5 几条四分之一波长微带线被集成到了一个三路反向Doherty放大器中。
当峰值放大器关闭时，为了在其末端为峰值放大器提供合适的开路条件，偏置线是必不可少的。然后，需要两条宽度不同的四分之一波长微带线来进行相应的阻抗变换。在输出功率电平低于输出合成器公共节点处的 9 dB载波功率（9 dBc）时，它们将每条峰值路径中的开路条件转换为载波路径所看到的开路状态。
例如，对于每个都具有最佳负载阻抗Z0=12Ω的相同放大器，且Z2=RL=50Ω（其中RL是标准的50Ω负载阻抗），则Z1=(Z0*Z2)^0.5=24.5Ω，Z3=(Z2*RL)^0.5/3^0.5=28.9Ω。输出合成器中四分之一波长微带线之间的特性阻抗可能存在不同的组合。载波放大器输入路径中的四分之一波长微带线用于补偿输出合成器所带来的延迟。
输入三路同相功率分配器（图 6）是在罗杰斯公司（Rogers Corp.）生产的 20 mil厚的 RO4350 电路材料上实现的，该材料也用于实现整个Doherty放大器电路。它包括一条变换四分之一波长线，以及一个非对称 1:2 两路威尔金森功分器，用于在两条信号路径之间分配功率，其中一条路径连接载波放大器和第一个峰值放大器，另一条路径连接第二个峰值放大器。此外还包含一个对称两路威尔金森功分器，用于在载波放大器和第一个峰值放大器之间平均分配功率；载波路径中额外增加一条 50 Ω的四分之一波长微带线；以及在载波路径和两条峰值路径中各有一条等长的 50 Ω连接微带线。
图6 这是一张带有额外四分之一波长线的输入三路同相功率分配器的照片。
测试结果
基于三个采用金属陶瓷法兰封装的双路氮化镓高电子迁移率晶体管（GaN HEMT）器件的改进型三路多尔蒂放大器测试板，是在 20 mil厚的 RO4350 电路材料上制作而成的。每个器件都包含一对内置输入匹配的 180 W氮化镓高电子迁移率晶体管芯片。输入三路分配器、输入和输出匹配电路、偏置线、输出合成器以及栅极和漏极偏置电路（其末端均有旁路电容），完全基于不同电长度和特性阻抗的微带线。在器件的安装过程中格外小心，以尽量减小封装后的氮化镓高电子迁移率晶体管器件的输出引脚电感。
图7 这些图表展示了所测得的漏极效率与输出功率之间的函数关系。
在1dB增益压缩点P1dB处的输出功率经测量为 60dBm，而在 55V直流电源电压下，在 2.11至2.17 GHz的频率范围内，实现了 80% 的峰值效率和约15dB的功率增益。图 7 展示了漏极效率与输出功率的关系图，结果显示在功率回退约 8.5dB时，漏极效率约为 70%。
对于峰均功率比（PAR）为 8 dB的 20 MHz LTE信号，获得了 52dBm的平均功率，且漏极效率约为 65%。在这种情况下，当功率值与线性区域内的值相比仅降低1dB时，在整个输出功率范围直至 60 dBm内，在具有 2 dB平坦度的线性工作区域中实现了约15dB的功率增益（图 8）。
图8 些图表显示了所测量的增益与输出功率之间的函数关系。
图 9 展示了所测得的主放大器和峰值放大器的直流漏极电流与输出功率之间的关系。在 2.11 至 2.17 GHz的工作频率范围内，当峰值放大器关闭时，其截止点约为 50 dBm。
这是基于住友创新的氮化镓高电子迁移率晶体管（GaN HEMT）器件技术实现的 1 千瓦三路非对称Doherty放大器结构。对于工作在 2.11 至 2.17 GHz频段的蜂窝通信发射机而言，它具有 65% 的平均漏极效率这一特点。
图9 载波放大器和峰值放大器的漏极电流被绘制成与输出功率的函数关系图。
结果表明，在对应于 1 dB增益压缩点的高达 1 KW的输出功率下，能够实现 65% 的高平均效率和约 15 dB的高功率增益。与此同时，这种改进型非对称Doherty放大器能够进行数字预失真处理，以满足严格的频谱模板要求。这是在蜂窝基站应用的高功率Doherty放大器研发中，所记录到的在峰值功率和漏极效率方面的最高性能表现。
往期高分文章回顾，总有一篇能帮助到你：
射频相关知识：
射频基础知识---VSWR、Return Loss和Mismatch Loss概念回顾
收发信机相关知识：
ADC/DAC相关知识：
一文讲透什么是ADC/DAC中的DDC、DUC、采样率以及数据率等概念
功放PA相关知识：
射频基础知识---浅谈为什么Doherty结构能提高PA的效率
"5G时代的功率放大器革新：揭秘氮化镓GAN如何引领高效通信"
串行通信相关知识：
时钟系统相关知识：
基站相关知识：
数字信号处理相关知识：
链路预算相关知识
通信相关知识
通信人物传记---菲利普・史密斯：从业余无线电操作员到史密斯圆图的创造者
天线相关知识
案例分析
信号完整性相关知识：